Как рассчитать резистор на затвор полевого транзистора

12

Расчет ограничительного резистора на затворе MOSFET

Недавно в сообществе "Рожденный с паяльником" проскальзывала тема про управление полевиком с помощью ШИМ-а. Автору дали много практических советов и ноль теории. Так совпало я недавно интересовался этим вопрос и кое-что нарыл.

Правильное управления любым полевиком — это переключение из полность закрытого в полностью открытое состояние за самое короткое время. Обычный MOSFET нельзя нормально управлять с помощью 3в/5в логики. Он просто до конца не откроется и будет сильно греться. Для решения этой проблемы применяют драйвер. Например IR2117. На eBay просят от $0.99 за две штуки. Второй способ использовать Logic-Level Gate Drive MOSFET. Такие полевики полностью открываются от 3в/5в. Недостаток — высокая емкость затвора. Типичный представитель IRLZ44N. Два раза заказывал на eBay и кажды раз получал подделку. Теперь немного скучной теории.

упрощенная схема включения MOSFET

Скоростные характеристики полевого транзистора определяются тем, насколько быстро меняются напряжения на 3-х конденсаторах у модели. Емкости между затвор-исток Cgs и затвор-сток Cgd зависят от физических размеров кристала. Емкость между сток-исток Cds зависит от паразитной емкости диода. Cgs стабильна в большом диапазоне токов и напряжений. Cgd не линейна и зависит от напряжения между питанием и стоком. Cds тоже не линейна и зависит от напряжения между питанием и затвором.

модель полевого транзистора

Открываем IRLZ44N datasheet на странице 4, график 5 — зависимость напряжения затвора и емкости затвора. Самый интересный параметр — суммарная емкость затвора Ciss = Cgs + Cgd.

зависимость напряжения через затвор от емкости затвора

У ESP8266 цифровые порты выдают 3.3в. При напряжении на затворе (Vgs) 3.2в, его емкость Ciss = 2100pF. Вот так процесс заряда Ciss выглядит на графике:

процесс заряда затвора сферического MOSFET в вакууме

процесс заряда затвора IRLZ44N

Время от нуля до t1 называется turn-on delay, потому что транзистор все еще закрыт. Напряжения Vth называется Gate Threshold Voltage и обязательно указывается в datasheet, смотрите таблицу Electrical Characteristics. Ток через сток (D) начинает линейно увеличиваться до максимума с t1 до t2. За этот время транзистор успевает полностью открыться, напряжение на стоке (D) больше не растет. Но есть нюанс. Дальнейшее увеличение заряда на затворе Qgd, в промежуток времени t2 — t3, уменьшает внутренне сопротивление перехода сток-исток до паспортного значения Rds(on). Это феномен называют эффектом Миллера.

Ну а теперь как я рассчитываю Rgate. В большинстве случаев при расчете Rgate напряжение на затворе (G) не является главным. Самый важный параметр — это время за которое напряжение на затворе полностью откроет/закроет транзистор. Пусть наш Rgate = 300Ohm и на нем будет падать 0.1в, тогда напряжении на затворе Vgs = 3.2в.

Заряд затвора:
Qiss = Ciss * Vgs = 2100pF * 3.2v = 6.73nC

Скрость нарастания:
S = Rgate * Qiss = 300Ohm * 6.73nC = 0.002mV*sec

Время на открытие или закрытие транзистора:
t=S / Vgs = 0.002mV*sec * 3.2v = 0.63uSec

Период — это открытие + закрытие:
T = t + t = ;0.63uSec + 0.63uSec = 1.26uSec

Максимальная частота переключения:
F < 1 / T = 1 / 1.26uSec = 793.7KHz

Ток через затвор (G) и цифровой выход ESP8266:
I = Qiss / t = 10.67mA

Максимальный выходной ток GPIO у ESP8266 12.0mA
10.67mA < 12.0mA

UDP1: Выбор Vgs = 3.2в для IRLZ44N не есть хорошо, см. график "процесс заряда затвора IRLZ44N". Напряжение на грани открытия-закрытия. Обычно Vgs для IRLZ44N выбирают минимум 5в или выше помехи. Для 3в/5в логики хорошо подходит IRL3705N. У него полное открытие — это прямая в районе 3.3в.

UDP2: Чтоб транзистор случайно не открылся от помехи пока GPIO закрыт, затвор — исток (G) (S) шунтируют резистором R2

Затворный резистор. Часть 1

На всех схемах электрических принципиальных, где используется IGBT- или MOSFET-транзистор, в затворах нарисован и резистор. Но для чего он нужен — понятно далеко не всегда. Более того, в соответствующей литературе почти нет информации о функции этого резистора, кроме, пожалуй, упоминания, что он служит «для снижения скорости переключения». Однако что подразумевает данная фраза — не совсем ясно. Непонятно и то, на что затворный резистор влияет и, соответственно, что от него зависит. Как следствие, существует несколько распространенных, но ошибочных точек зрения по этому поводу.

Ошибочные подходы к выбору затворного резистора

Резистор нужен для снижения нагрузки на драйвер

Другими словами, для транзистора неважно, каким будет номинал резистора, — он ставится лишь для того, чтобы не перегрузить драйвер. Возьмем типовой расчет нагрузочной способности драйвера, например у CT Concept в [1]:

P_DRV = Q_gate×f_in×ΔV_gate + C_ge×f_in×ΔV_gate.

Как видим, в этой формуле нет зависимости мощности от импульсного тока и от резистора. И действительно, если заряд затвора транзистора составляет, например, 1 мкКл, то какой резистор ни поставь — все равно транзистору нужен 1 мкКл, чтобы включиться или выключиться. Резистор определяет время, то есть 1 мкКл может перезарядить затвор за 0,1 мкс, а может за 10 мкс, но средняя мощность потребления нагрузкой драйвера от резистора не зависит, а потому такой подход к выбору затворного резистора неверен в принципе.

Резистор нужен для снижения скоростей переключения

По большей части в данном случае подразумеваются задержки и длительности фронтов, особенно на выключении (обратный выброс) и по напряжению. На самом деле резистор практически не влияет на длительность фронта по напряжению, так что сама величина обратного выброса не зависит от резистора. В частности, время, приведенное в паспорте транзисторов, как правило, нормируется по току, а не по напряжению (рис. 1 и 2).

Рис. 1. Диаграмма определения временных характеристик Fuji

Рис. 2. Диаграмма определения временных характеристик International Rectifier

И даже для тока эта зависимость относительно непринципиальна (например, разброс значений на рис. 3 и 4). Но если говорить об обратном выбросе, то на его величину влияет задержка выключения транзистора (по току), которая уже непосредственно зависит от номинала затворного резистора. Чем больше задержка, тем медленнее происходит «рассасывание» тока в нагрузке, а значит, тем меньше тока в нагрузке для формирования амплитуды выброса напряжения на выключении. Иначе говоря, физика процесса другая, сам процесс многоступенчатый и очень нелинейный, а потому выбирать резистор, исходя из времени выключения для снижения амплитуды обратного выброса, — не совсем верно.

Рис. 3. График зависимости временных характеристик от номинала затворного резистора для SKM300GB126D (SEMIKRON)

Рис. 4. График зависимости временных характеристик от номинала затворного резистора для IRGP4069D (International Rectifier)

Резистор нужен для исключения звона на переключении

Подход в основе своей верен, что будет показано далее. Но неверно, что разработчик зачастую считает, будто дальнейшее увеличение сопротивления уже не нужно, избыточно и, кроме внесения дополнительных динамических потерь, ничего не дает. А это уже неправильное суждение. Для корректной работы схемы номинал резистора должен быть хотя бы в несколько раз выше минимального сопротивления, исключающего звон на переключении. В противном случае неизбежны мощные индуктивные выбросы на выключении, большие потери энергии на обратном диоде, ударные токи на включении и т. п. Все этот никак не способствует повышению надежности преобразователя, а потому такой подход к выбору сопротивления затворного резистора тоже некорректен.

Резистор нужен для согласования, и его величина непринципиальна

При этом зачастую понятие «согласование» не раскрывается, но считается, что, какой номинал ни поставь, — что 1 Ом, что 1 кОм, — ничего от этого в принципе не изменится. Нужно отметить следующее: такое мнение (исключительно из опыта автора) превалирует в среде разработчиков преобразователей малой мощности. На самом деле, конечно, номинал затворного резистора допускает большую погрешность: 1–3 Ом, 25–75 Ом и т. д., вплоть до ±50% от расчетного значения. Даже подобный разброс практически не влияет на работу преобразователя, а при необходимости легко компенсируется иными цепями включения транзистора. Но даже для ±50% необходимо хотя бы знать порядок этого номинала: единицы, десятки, сотни ом… А такой разброс начального значения уже нельзя проигнорировать.

Словом, зачастую нет корректного понимания назначения затворного резистора, и далее пойдет речь о действительном назначении данного элемента схемы.

Назначение затворного резистора

Иллюстрацией этого назначения служат рис. 5–8. Здесь приведено выключение IGBT-транзистора, схема нижнего ключа, в режиме одиночного импульса на активно-индуктивной нагрузке 50 Ом / 100 мкГн. Параллельно переходу коллектор-эмиттер установлен ограничитель напряжения 1100 В (факт.), снабберный конденсатор отсутствует. На рис. 5–8 канал 1 — это напряжение коллектор-эмиттер, канал 2 — ток транзистора (токосъемный резистор установлен последовательно эмиттеру), канал 3 — сигнал в затворе.

Рис. 5. Выключение транзистора с Rg = 51 Ом

Рис. 6. Выключение транзистора с Rg = 200 Ом

Рис. 7. Выключение транзистора с Rg = 0 Ом

Рис. 8. Выключение транзистора с Rg = 10 Ом

На рис. 5 в период 1 происходит выключение транзистора, ток нагрузки меняет свое направление и начинает протекать через обратный диод, амплитуда тока обратного диода достигает 10 А (приблизительно равна току в открытом состоянии). Далее в момент 2, по фронту выключения, через проходную емкость появляется напряжение на затворе, которое приводит к паразитному отпиранию ключа. Как следствие, кратковременный бросок тока в прямом направлении, что мешает корректному выключению, но об этом режиме будет сказано ниже. Далее период 3 — токи ограничителя.

Если затворный резистор увеличить (рис. 6), увеличивается фронт выключения в затворе, ток меняет направление медленнее, уменьшается амплитуда тока обратного диода до 2 А, как следствие, снижается мощность обратного выброса (ограничитель здесь не срабатывает). Картину выключения снова портит паразитное отпирание, но в данном контексте это непринципиально.

Если затворный резистор уменьшить (рис. 8), ток меняет направления значительно быстрее, в начале выключения его амплитуда достигает 20 А, а собственно в момент выключения (период 1 на рис. 8) достигает почти 50 А, то есть на обратный диод здесь приходится более 50 кВт импульсной мощности и далее следуют большие токи ограничителя. И если режимы выключения на рис. 5 и 6 корректны, вполне приемлемы для реального преобразователя, то здесь данный режим (режим рис. 8) наверняка приведет к выходу из строя транзистора.

Так на что, прежде всего, влияет затворный резистор? На скорость переходных процессов. С практической точки зрения нас больше интересует не то, как рекомбинируют основные и неосновные носители заряда в этом процессе, эффекты di/dt и du/dt в отношении структуры кристалла, взаимовлияния переходов и т. п., а то, что зависит от этой скорости. Это в первую очередь энергия потерь на включении (ударный ток), энергия потерь обратного диода (показательны графики зависимости энергии потерь обратного диода от номинала резистора, приводимые почти для любого импортного транзистора), амплитуда обратного выброса, динамические потери переключения. Все это зависит от скорости протекания переходных процессов, которые, в свою очередь, зависят от номинала затворного резистора.

Если сопротивление резистора слишком мало, неизбежны большие скорости нарастания тока и напряжения, зачастую несовместимые со структурной целостностью транзистора, дребезг на переключении, наводки импульсов в цепи управления, большая амплитуда выброса напряжения на выключении (читай: потенциальный пробой транзистора), тиристорный эффект для IGBT, сквозное отпирание паразитного биполярного транзистора в MOSFET и т. д. Все это практически неизбежно влечет за собой выход из строя, к тому же причина подобных отказов очень тяжело диагностируется.

Когда сопротивление резистора слишком велико, неизбежны повышенные нагрузки на транзистор в периоды переключения: большие динамические потери (перегрев), невозможность включиться или выключиться, если резистор не позволяет «пройти» емкость Миллера (читай: переход в активное состояние и выход из строя), плохая связь с драйвером и, как следствие, паразитное отпирание ключа (аналогично рис. 5, 6), сквозные токи в инверторе из-за некорректно настроенного для таких задержек «мертвого» времени и т. д. Все это также способно повлечь за собой выход из строя преобразователя.

Следовательно, хотя затворный резистор и позволяет «вольности» в смысле точности, вплоть до ±50%, его необходимое типовое, оптимальное сопротивление должно быть обязательно рассчитано, иначе выхода из строя не миновать. Существует несколько методов расчета этого сопротивления.

Метод расчета минимального сопротивления

Самый распространенный способ расчета затворного резистора среди производителей драйверов (например, CT Concept в [1]) — расчет минимального сопротивления резистора, не приводящего к звону (возбуждению) на переключении (R_{g min(non-osc)}). Этот способ предлагается и производителями силовых модулей, например Vishay [2], и разработчиками преобразователей, которые зачастую считают, что резистор только затем и нужен, чтобы не допустить возбуждение, что, как уже было отмечено, не совсем верно.

Действительно, слишком малое сопротивление затворного резистора, менее значения R_{g min(non-osc)}, приводит к возбуждению, что видно на рис. 7, период 1: наблюдаются высоко­частотные импульсы тока большой амплитуды, протекающего как в прямом направлении, так и через обратный диод. Как следствие, недопустимо высокий ток (рассеиваемая мощность) обратного диода на выключении в периоде 2. Такой режим работы ключа неминуемо приведет к его выходу из строя даже на минимальной нагрузке, а потому номинал резистора менее R_{g min(non-osc)} недопустим в принципе.

Суть метода сводится к определению величины сопротивления через паразитную индуктивность цепей затвора и его емкость. Формула расчета следующая:

Емкость затвора — величина, обязательно указываемая в паспорте транзистора, паразитная индуктивность указывается далеко не всегда (никогда для отечественных изделий), но встречается. В качестве примера рассчитаем R_{g min(non-osc)} для IGBT и MOSFET-транзистора от International Rectifier (Infineon), для которых в паспортах приведены значения паразитных индуктивностей затворов (значения в нГн и нФ).

Следовательно, если резистор меньше — это наверняка приведет либо к его выходу из строя в преобразователе, либо к некорректным измерениям в тестовых схемах. Последнее утверждение объясняет значения R_g (в том числе, почему оно не нулевое), при которых измеряются временные характеристики транзисторов. В паспортах IRLR120N — это 11 Ом, для IRGPC60B120KD — это 4,7 Ом, то есть с небольшим запасом больше рассчитанных выше значений R_{g min(non-osc)}.

Проведем эксперимент для тестовой схемы: на рис. 8 изображена осциллограмма выключения транзистора с затворным резистором номиналом его R_{g min(non-osc)}. Действительно, возбуждение почти исчезло («почти» объясняется неидеальностью монтажа), временные характеристики в этом режиме наилучшие, подходящие для заявления в паспорте, но оставшийся недопустимо большим ток обратного диода (период 1) ясно указывает на то, что в реальном преобразователе резистор такого номинала все же применять нельзя.

Таким образом, данный метод имеет следующие достоинства:

• простота расчета;
• однозначное, без каких-либо допущений, указание минимального сопротивления.

• рассчитывается минимальное значение, но оно далеко не оптимально, а потому для реального преобразователя эта цифра скорее «для сведения»;
• практически очень тяжело посчитать паразитную индуктивность затвора, для которой помимо справочных данных (повторюсь: величина встречается не часто) необходимы значения паразитных индуктивностей и проводов подключения затвора-эмиттера, и затворных резисторов, и подключенных к затвору защитных цепей.

В итоге метод хорош для производителей драйверов, чтобы потребитель «не уличил» их в некорректном управлении затвором (со звоном), хорош и для получения временных характеристик для паспорта, но практически, для реального преобразователя, неприменим и в связи с низкой информативностью, и в связи с фактической невозможностью получения исходных данных.

Метод расчета максимального сопротивления

На рис. 5 в период 2 видно, что слишком большое сопротивление затворного резистора, в совокупности с отсутствием отрицательного запирающего напряжения в затворе, приводит к появлению отпирающего импульса в момент нарастания напряжения коллектор-эмиттер. Появление напряжения на затворе обусловлено наличием паразитной емкости затвор-коллектор (проходная емкость С_gc или С_res) и определенной скоростью нарастания напряжения коллектор-эмиттер (du/dt).
Чем больше проходная емкость и чем выше скорость нарастания, тем этот отпирающий импульс мощнее и тем меньшее необходимо выходное сопротивление драйвера, чтобы его погасить («притянуть»).

Расчет максимального сопротивления затворного резистора на основе вышеописанного эффекта предлагает ON Semiconductor [4]. В основу взята формула:

Отсюда, чтобы не возникало отпирание транзистора на выключении, как на рис. 5 и 6, максимальное сопротивление затворного резистора должно быть:

Аналогично источнику [4] посчитаем максимальное сопротивление для транзистора FGA15S125P того же производителя (ON Semiconductor):

допустим, скорость нарастания минимальна: du/dt = 2 кВ/мкс, тогда:

Сам производитель нормирует параметры при сопротивлении 10–70 Ом.

Посчитаем максимальное сопротивление затворного резистора для IRGPC60B120KD:

допустим du/dt = 2 кВ/мкс, тогда:

А для скорости нарастания порядка 3 кВ/мкс (типовая скорость для преобразователей мощности от единиц до десятков кВт) получаем и вовсе не более 10 Ом. Производитель нормирует сопротивление 5–100 Ом. Что-то не то…

Посчитаем сопротивление для более мощного транзисторного модуля SKM400GB12V (SEMIKRON):

допустим так же du/dt = 2 кВ/мкс (при этом добиться такой низкой скорости фактически, невозможно), тогда:

Производитель нормирует сопротивление не менее 3 Ом (до 15 Ом), а из расчета следует, что оно должно быть не более 1,2 Ом.

Выходит, метод дает очень большую набегающую погрешность. Объясняется эта погрешность тем, что не учитывается наличие отрицательного запирающего напряжения, не учитывается емкость затвора (которая в основном и «съедает» паразитный импульс). Из формулы, в частности, следует, что установка параллельно затвору дополнительной емкости никак не влияет на устойчивость связки драйвер-транзистор. Но такая емкость, «съедающая» импульс в затворе на выключении, без ущерба качества связи транзистор-драйвер является нормой для высоковольтных преобразователей. Также не учитывается очень большая нелинейность зависимости величины проходной емкости от номинального тока коллектора. В вышеприведенных расчетах: 15 А — 20 пФ; 60 А — 160 пФ; 300 А — 2356 пФ,
то есть ток увеличился в 20 раз, а емкость более чем в 100 раз. При этом пороговое напряжение для IGBT любой мощности почти одинаково: (6 ±2) В. Плюс к этому не совсем понятно, на каком напряжении брать в расчет С_res, так как эта величина в большой степени зависит от напряжения коллектор-эмиттер, а в последнее время в паспортах данная зависимость не приводится.

Иначе говоря, изначально принято много упрощений, в результате которых метод актуален: во-первых, только для IGBT с током коллектора не более нескольких десятков ампер; во-вторых, если драйвер не обладает отрицательным запирающим напряжением; в-третьих, если не принято дополнительных мер по защите от указанного эффекта. А если рассчитывать без этих упрощений, то, первое, не совсем понятно, как именно все учесть; второе, расчет становится сложным и неоднозначным.

Но есть и достоинства:

• для малых мощностей метод применим и в совокупности с предыдущим способом дает корректный диапазон минимального и максимального сопротивления затворного резистора.
• Недостатки:
• очень узкий диапазон применяемости.

Метод расчета оптимального сопротивления

Метод расчета сопротивления затворного резистора через временные характеристики, пожалуй, самый популярный в среде «теоретиков». Существует множество вариантов, как исходя из цифр и графиков, приведенных в паспорте, посчитать искомую величину. Суть этого метода, например, хорошо описана у International Rectifier [3]. В основе лежит формула расчета заряда:

Следовательно, можно подсчитать величину тока, необходимую для требуемой длительности переключения транзистора с известным суммарным зарядом затвора:

Учитывая, что ток здесь рассчитывается по закону Ома, получаем формулу расчета затворного резистора:

Например, транзистор IRGPC60B120KD (Q_g = 340 нКл), управление осуществляется от драйвера с выходным напряжением –5…+15 В (ΔU = 20 В), необходимое время переключения 0,5 мкс, следовательно:

Действительно, все просто, за исключением одной величины: каким должно быть Т? В вышеуказанном примере — это 0,5 мкс, но почему не 100 нс или 10 мкс? Какой должна быть эта «длительность переключения»? Для определения данной величины, которая взята априори в указанном выше расчете, а равно и в расчете [3], необходимо обращаться к расчетам, гораздо более сложным, и к исходной информации из паспортов, касающейся временных характеристик используемого транзистора.

В паспортах часто (но не всегда, а для отечественных изделий даже в ТУ почти никогда) приводятся зависимости временных характеристик и/или энергий потерь от номинала затворного резистора. На рис. 3, 4 и 9 приведены примеры таких графиков для транзисторных модулей разной мощности: 2MBI800U4G-120 (Fuji, 800 А), SKM300GB126D (SEMIKRON, 300 А), IRGP4069D (International Rectifier, 35 А). Обращают на себя внимание разные характеры зависимостей и по величине, и по тренду. В некоторой степени это объяснятся просто тем, что модули разные. Но при более пристальном рассмотрении выясняется, что это не основополагающий фактор. Судя по всему, гораздо больше влияет метод. Показателен пример для величины фронта t_r: у Fuji (рис. 1) это значение измеряется между 10% I_c и 10% U_ce (между током и напряжением); у International Rectifier (рис. 2) между 10% и 90% от I_c. Также у Fuji величина t_f измеряется по условному продолжению фронта, без учета токового «хвоста», чем, в частности, объясняется практически отсутствие зависимости величины t_f от резистора на графике (рис. 9). Хотя если измерять t_f с учетом этого «хвоста», то зависимость была бы очень заметной, как, например, у SEMIKRON на рис. 3. Но здесь метод тоже непонятен: выходит, увеличение затворного резистора приводит к более быстрому выключению. То есть у SEMIKRON тоже какой-то свой метод. Другими словами, зависимость временных характеристик от затворного резистора очень условна, и эта «условность» для каждого производителя своя, общепризнанного стандарта нет. И как тогда применить к этим данным формулы? Что в итоге будет посчитано? И в реальном преобразователе наверняка не будет идеальных условий переключений: отставание тока/напряжения, звон на переключениях, влияние снабберов, накладываемые обратные токи… Времена будут совсем другими, то есть даже эта, довольно полная информация, приведенная в паспортах, по сути, справочно-ознакомительная и к реальному преобразователю относится очень косвенно.

Рис. 9. График зависимости временных характеристик от номинала затворного резистора для 2MBI800U4G-120 (Fuji)

Отсюда основной недостаток метода:

• отсутствие исходных данных определения «длительности переключения» для отечественных транзисторов и их «условность», неоднозначность, сложность получения для импортных транзисторов.
• Достоинства:
• если «по аналогии» из какого-либо похожего преобразователя или из соответствующей литературы узнать величину «длительности переключения» (фактически длительность фронтов управления затвором), то без труда можно сделать так же и для своей разработки, а величина R_g наверняка будет посчитана корректно.

Принципы расчетов минимального, максимального и оптимального сопротивления затворного резистора приведены; прояснены принципы, теория и ошибки. Что это дает разработчику? Если речь идет о создании преобразователя на основе импортных модулей, то из вышесказанного можно почерпнуть информацию о направлениях поиска, и если усердно взяться за решение проблемы, то исключительно теоретически можно правильно рассчитать затворный резистор. Если же речь идет о разработке преобразователя на отечественной элементной базе, то здесь данных явно недостаточно. То есть указанные методы хороши для теории, может быть, для сведения и общего развития, но практически слабо/сложно применимы. Потому требуется продолжение. И в следующей части настоящего исследования речь пойдет о практическом способе расчета затворного резистора для реальной задачи построения преобразователя.

Введение

Последнее время очень широкого распространения получили полевые транзисторы, иначе называемые канальными или униполярными. Основным достоинством полевого транзистора есть высокое входное сопротивление, которое может быть таким же, как и у электронных ламп, и даже больше. В настоящее время биполярные транзисторы всё чаще и чаще вытесняются полевыми.

В данной курсовой работе были рассчитаны основные электрические параметры полевого транзистора (сопротивление полностью открытого канала, напряжение отсечки, ёмкость затвора) и определена передаточная характеристика и связанные с нею параметры (начальный ток стока, напряжение насыщения).

Расчёт параметров полевого транзистора с управляющим р-n переходом

1) Краткие теоретические сведения о полевых транзисторах с управляющим р-n переходом.

Полевым транзистором называется трехэлектродный полупроводниковый прибор, в котором ток создают основные носители заряда под действием продольного электрического поля, а управление величиной тока осуществляется поперечным электрическим полем, создаваемым напряжением, приложенным к управляющему электроду.

Удачная модель, названная плоскостным транзистором, была сделана в 1950 г. Она состояла из тонкого слоя p-типа, расположенного наподобие сандвича между двумя слоями n-типа с металлическими контактами в каждом слое. Этот прибор работал именно так, как и предсказывал Шокли. Плоскостные транзисторы стали широко использоваться вместо точечно-контактных типов, поскольку их было легче изготовлять, и они лучше работали. Раннюю идею Шокли, транзистор с полевым воздействием, долго не удавалось осуществить, поскольку среди доступных материалов не было подходящих. Работающий полевой транзистор был построен на основе кристаллов кремния, когда методы выращивания и очистки кристаллов достаточно далеко продвинулись вперед.

Подобно электронной лампе, транзисторы позволяют небольшому току, текущему в одном контуре, контролировать гораздо больший ток, текущий в другом контуре. Транзисторы быстро вытеснили радиолампы всюду, за исключением тех случаев, где требуется управлять очень большой мощностью, как, например, в радиовещании или в промышленных нагревательных радиочастотных установках. Биполярные транзисторы обычно используются там, где требуется высокая скорость, так же как и в высокочастотных установках, где нет настоятельной необходимости применять электронные лампы. Полевые транзисторы это основной тип транзисторов, используемых в электронных приборах. Его легче изготовлять, а энергии он потребляет даже меньше биполярного транзистора.

Хотя часть транзисторов еще делают из германия, большая часть их изготовляется из кремния, который более устойчив к воздействию высоких температур. С дальнейшим развитием технологии стало возможным располагать в одном кусочке кремния до миллиона транзисторов, и это число продолжает возрастать. Подобные кремниевые блоки служат основой для быстрого развития современных компьютеров, средств связи и управления.

Известно, что входное сопротивление биполярного транзистора зависит от сопротивления нагрузки каскада, сопротивления резистора в цепи эмиттера и коэффициента передачи тока базы. Порою оно бывает сравнительно небольшим, усложняя согласование каскада с источником входного сигнала. Эта проблема полностью отпадает, если использовать полевой транзистор, — его входное сопротивление достигает десятков и даже сотен мегаом.

По аналогии с биполярными полевые транзисторы бывают разной «структуры»: с р-каналом и n-каналом. В отличие от биполярных они могут быть с затвором в виде p-n перехода (канальные, или униполярные, транзисторы); и с изолированным затвором (МДП-или МОП-транзисторы).

На рис.1 приведены схематическое изображение конструкции полевого транзистора и схема его включения.

полевой транзистор передаточный ток

Основой полевого транзистора служит пластина кремния (затвор), в которой имеется тонкая область, называемая каналом (рис.1, а). По одну сторону канала расположен сток, по другую — исток. При подключении к истоку транзистора плюсового, а к стоку минусового выводов батареи питания GB2 (рис.1, б) в канале возникает электрический ток. Канал в этом случае обладает максимальной проводимостью.

Стоит подключить еще один источник питания — GB1 — к выводам истока и затвора (плюсом к затвору), как канал «сужается», вызывая увеличение сопротивления в цепи сток-исток. Сразу же уменьшается ток в этой цепи. Изменением напряжения между затвором и истоком регулируют ток стока. Причем в цепи затвора тока нет, управление током стока осуществляется электрическим полем (вот почему транзистор называют полевым), создаваемым приложенным к истоку и затвору напряжением.

Сказанное относится к транзистору с р-каналом, если же транзистор с n-каналом, полярность питающего и управляющего напряжений изменяется на обратную (рис.1, в). Чаще всего можно встретить полевой транзистор в металлическом корпусе — тогда, кроме трех основных выводов, у него может быть и вывод корпуса, который при монтаже соединяют с общим проводом конструкции.

Тонкий слой полупроводника типа п (или р), ограниченный с двух сторон электронно-дырочными переходами, называется каналом. Включение канала в электрическую цепь обеспечивается с помощью двух омических электродов, один из которых (И) называется истоком, а второй (С) — стоком. Вывод, подсоединенный к областям р-типа, является управляющим электродом и называется — затвором (3). Выводы И, С и 3 соответствуют (в порядке перечисления) катоду, аноду и сетке электровакуумного триода или эмиттеру, коллектору и базе обычного биполярного транзистора.

Величина тока в канале зависит от напряжения Uс, приложенного между стоком и истоком, нагрузочного сопротивления и сопротивления полупроводниковой пластинки между стоком и истоком. При U_c и R_н = сonst ток в канале Iс (ток стока) зависит только от эффективной площади поперечного сечения канала. Источник е_зи создает отрицательное напряжение на затворе, что приводит к увеличению толщины р-п перехода и уменьшению токопроводящего сечения канала.

С уменьшением сечения канала увеличивается сопротивление между истоком и стоком и снижается величина тока I_с. Уменьшение напряжения на затворе вызывает уменьшение сопротивления канала и возрастание тока Iс. Подключив последовательно с е_ЗИ источник усиливаемого переменного напряжения U_вх, можно изменять ток через канал по закону изменения входного напряжения. Ток стока, проходя через сопротивление нагрузки R_н, создает на нем падение напряжения, изменяющееся по закону U_вх. При соответствующем подборе величины R_н можно добиться повышения уровня выходного напряжения по сравнению с напряжением на входе, т.е. усилить сигнал.

Полевые транзисторы с изолированным затвором имеют структуру металл-диэлектрик (окисел) — полупроводник. Поэтому их часто называют MДП — или МОП — транзисторами. Принцип работы этих приборов основан на эффекте поля в поверхностном слое полупроводника.

На рис.2 схематически показана конструкция такого транзистора. Основой прибора служит пластинка (подложка) монокристаллического кремния р-типа. Области истока и стока представляют собой участки кремния, сильно легированные примесью п-типа. Расстояние между истоком и стоком примерно 1 мкм. На этом участке расположена узкая слабо легированная полоска кремния л-типа (канал). Затвором служит металлическая пластинка, изолированная от канала слоем диэлектрика толщиной примерно 0,1 мкм. В качестве диэлектрика может использоваться выращенная при высокой температуре пленка двуокиси кремния.

В зависимости от полярности напряжения, приложенного к затвору (относительно истока), канал может обедняться или обогащаться носителями заряда (электронами). При отрицательном напряжении на затворе электроны проводимости выталкиваются из области канала в объем полупроводника подложки. При этом канал обедняется носителями заряда, что ведет к уменьшению тока в канале. Положительное напряжение на затворе способствует втягиванию электронов проводимости из подложки в канал. В этом режиме, получившем название режима обогащения, ток канала возрастает.

Таким образом, в отличие от полевого транзистора с р-п переходами транзистор с изолированным затвором может работать с нулевым, отрицательным или положительным напряжением на затворе.

На рис.3, а показан примерный вид семейства выходных (стоковых) вольтамперных характеристик полевого транзистора с р-п переходами

Пусть напряжение между затвором и истоком Uзи = 0. При увеличении положительного напряжения Uс на стоке ток Iс будет нарастать. Вначале зависимость будет почти линейной (участок ОА на рис.3, а). Однако с возрастанием Iс увеличивается падение напряжения на канале, повышается обратное смещение для р-п переходов (особенно вблизи стока), что ведет к сужению сечения токопроводящего канала и замедляет рост тока Iс. В конечном итоге у стокового конца пластинки канал сужается настолько, что дальнейшее повышение напряжения уже не приводит к росту Iс (участок АВ на рис.7.24, а). Этот режим получил название режима насыщения, а напряжение Uс, при котором происходит насыщение, называется напряжением насыщения (U_c. нас.). Если снять зависимость тока Iс от напряжения Uс для ряда напряжений на затворе (U_зи < 0), то получим семейство выходных характеристик полевого транзистора.

Зависимость при U_c=const получила название стокозатворной характеристики (рис.3, б).

Выходные характеристики полевого транзистора с изолированным затвором имеют такой же вид, как и характеристики транзистора с р-п переходами. Различие заключается лишь в том, что транзисторы с р-п переходами могут работать только в режиме обеднения (сужения) канала, а транзисторы типа МДП (или МОП) работают как в режиме обеднения (при отрицательных напряжениях на затворе), так и в режиме обогащения (при положительных напряжениях на затворе). По этой же причине стокозатворная характеристика транзистора с изолированным затвором может захватывать область положительных напряжений между затвором и истоком.

Основными параметрами полевых транзисторов являются:

Один из параметров полевого транзистора — начальный ток стока (I_{с нач}), т.е. ток в цепи стока при нулевом напряжении на затворе транзистора (на рис.4, а движок переменного резистора в нижнем по схеме положении) и при заданном напряжении питания.

Если плавно перемещать движок резистора вверх по схеме, то по мере роста напряжения на затворе транзистора ток стока уменьшается (рис.4, б) и при определенном для данного транзистора напряжении снизится практически до нуля. Напряжение, соответствующее этому моменту, называют напряжением отсечки (U_ЗИотс).

Зависимость тока стока от напряжения на затворе достаточно близка к прямой линии. Если на ней взять произвольное приращение тока стока и поделить его на соответствующее приращение напряжения между затвором и истоком, получим третий параметр — крутизну характеристики (S). Этот параметр нетрудно определить и без снятия характеристики или поиска его в справочнике. Достаточно измерить начальный ток стока, а затем подключить между затвором и истоком, скажем, гальванический элемент напряжением 1,5 В. Вычитаете получившийся ток стока из начального и делите остаток на напряжение элемента — получите значение крутизны характеристики в миллиамперах на вольт.

Знание особенностей полевого транзистора дополнит знакомство с его стоковыми выходными характеристиками (рис.4, в). Снимают их при изменении напряжения между стоком и истоком для нескольких фиксированных напряжений на затворе. Нетрудно заметить, что до определенного напряжения между стоком и истоком выходная характеристика нелинейна, а затем в значительных пределах напряжения практически горизонтальна.

Конечно, для подачи напряжения смещения на затвор отдельный источник питания в реальных конструкциях не применяют. Смещение образуется автоматически при включении в цепь истока постоянного резистора нужного сопротивления.

Входное сопротивление R_вх между затвором и истоком (определяется при максимально допустимом напряжении между этими электродами)

Выходное сопротивление (определяется в режиме насыщения)

Выходное сопротивление характеризуется тангенсом. угла наклона выходных характеристик. В рабочей области этот угол близок к нулю и, следовательно, выходное сопротивление оказывается достаточно большим (сотни килоом).

Толщина канала полевого транзистора W в рабочем состоянии зависит от ОПЗ р-п перехода и в соответствии с рис.5 равна . В свою очередь зависит от напряжения W_ЗИ на р-п переходе. Используя выражение можно получить зависимость толщины канала от напряжения на затворе где — контактная разность потенциалов; — диэлектрическая проницаемость полупроводника; — диэлектрическая постоянная, ; — заряд электрона, ; N — концентрация примеси.

Для расчёта напряжения отсечки необходимо выражение приравнять к нулю, и получим

Сопротивление сток-исток при U_ЗИ=0 определяется выражением , где L,d,Z-соответственно длина, толщина и ширина открытого канала;

— удельное сопротивление полупроводника п-типа электропроводности, где подвижность электронов в канале.

, этому уравнению соответствует точка насыщения ”А” на рис.3, а.

Ёмкость затвора называемая барьерной педставляет собой приращения заряда к вызвавшему это изменение приращению напряжения.

где — площадь р-п перехода.

Кроме указанных выше, полевые транзисторы характеризуются рядом других максимально допустимых параметров, определяющих предельные режимы работы прибора.

К важнейшим достоинствам полевых транзисторов следует отнести:

1. Высокое входное сопротивление, достигающее в канальных транзисторах с р-п переходами величины 10 6 — 10 а Ом, а в транзисторах с изолированным затвором 10 13 — 10 13 Ом. Такое высокое значение входного сопротивления объясняется тем, что в транзисторах с р-п переходами электронно-дырочный переход между затвором и истоком включен в обратном направлении, а в транзисторах с изолированным затвором входное сопротивление определяется очень большим сопротивлением утечки диэлектрического слоя.

2. Малый уровень собственных шумов, так как в полевых транзисторах, в отличие от биполярных, в переносе тока участвуют заряды только одного знака, что исключает появление рекомбинационного шума.

3. Высокая — устойчивость против температурных и радиоактивных воздействий.

4. Высокая плотность расположения элементов при использовании приборов в интегральных схемах.

Полевые транзисторы могут быть использованы в схемах усилителей, генераторов, переключателей. Особенно широко применяются они в малошумящих усилителях с высоким входным сопротивлением. Весьма перспективным является также использование их (с изолированным затвором) в цифровых и логических схемах.

2) Задание на расчёт

1. Структура: полевой транзистор с управляющим р — п переходом на основе кремния с каналом п — типа электропроводности и двумя затворами (рис.)

2. Геометрические размеры канала: толщина d = 1 мкм, ширина Z = 500 мкм, длина L = 25 мкм.

3. Электрические параметры: концентрация донорной примеси в канале N_Д = 6•10 15 см -3 , концентрация акцепторной примеси в р — областях затворов N_a = 1•10 18 см -3

1. Основные электрические параметры: сопротивление полностью открытого канала R_{CИ отк}, напряжение отсечки U_{ЗИ отс, е}мкость затвора C_ЗИ, максимальную частоту роботы

2. Передаточную характеристику и связанные с нею параметры: начальный ток стока I_{C нач}, напряжение насыщения U_{CИ нас}, крутизну характеристики передачи .

3) Порядок расчёта

1. Определяем основные электрические параметры.

2. Сопротивление полностью открытого канала при U_ЗИ = 0 и U_СИ = 0 Находим, используя выражение удельное сопротивление исходного материала находим по заданной концентрации донорной примеси в канале с помощью графика Рис.6

Напряжение отсечки определяем по формуле

— собственная концентрация носителей заряда. В кремния собственная концентрация носителей заряда равна . — постоянная Больцмана1,38 • 10 -23 Дж •К -1 = 300 К — заряд електрона, = 1,6•10 -19 Кл. Тогда будет равно

Диэлектрическая проницаемость кремния =12

Ёмкость затвора рассчитаем как барьерную ёмкость р-п перехода при напряжении на затворе U_зи = 0 для резкого перехода, что справедливо в случае неглубокой диффузии, когда градиент концентрации примеси в р-п переходе велик, или в случае сплавной технологии образования затвора, получаем

Как рассчитать резистор на затвор полевого транзистора

MOSFET транзисторы

Динамика включения MOSFET транзистора

Понятно, что будут рассматриваться лишь n-канальные MOSFET транзисторы, хотя все процессы одинаково справедливы и для их p-канальных сородичей. Эквивалентная схема MOSFET транзистор содержит в своем составе несколько емкостей (раздел «MOSFET-транзисторы»):

— емкость затвор-исток C_GS;

— емкость затвор-сток C_GD;

— емкость сток-исток C_DS.

Эти емкости совместно с другими паразитными элементами оказывают основное влияние на процессы включения и выключения транзистора. Для понимания физики процессов коммутации и пояснения основных временных диаграмм напряжений и токов рассматривается режим коммутации задемпфированной индуктивной нагрузки как наиболее характерный для преобразовательной техники (задемпфированной — потому, что параллельно включен диод, и напряжение на ключе не превысит напряжение источника питания). Соответствующая электрическая схема с основными паразитными элементами представлена на рисунке DRV.1. Эквивалентом индуктивной нагрузки является источник постоянного тока с обратным диодом. Для упрощения считаем ничтожно малым фронт импульса управления на выходе драйвера. Ниже поэтапно представлен процесс включения MOSFET транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.2.

Рисунок DRV.1 — Эквивалентная электрическая схема коммутации индуктивной нагрузки с основными паразитными элементами

Процесс включения MOSFET транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Выключенное состояние. На выходе драйвера нулевой уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

1) Зарядка емкости затвора до напряжения открывания. На выходе драйвера появляется высокий уровень напряжения и начинается процесс заряда ёмкости затвор-исток C_GS. Ток ограничивается лишь внутренним сопротивлением драйвера, внешним сопротивлением в цепи затвора и внутренним паразитным сопротивлением затвора транзистора.

Форма импульсов напряжения и токов соответствуют экспоненциальным кривым характерным для RC-цепочек. На протяжении этого периода транзистор пока еще закрыт.

2) Отрывание транзистора, линейный режим. Как только напряжение между затвором и истоком транзистора достигает порогового напряжения открывания U_TH то транзистор начинает открываться и переходить в проводящее состояние. Это чисто линейный режим работы транзистора. На этой стадии уже начинает протекать небольшой ток через емкость затвор-сток C_GD , называемую емкостью Миллера, что обусловлено падением напряжения на паразитных элементах (сопротивление и индуктивность стока). Напряжение на стоке транзистора практически не изменяется, т.к. протекающий ток еще слишком мал для того чтобы снизить напряжение на стоке до уровня запирания диода, стоящего в цепи источника тока. В течение этого этапа открывания ток через транзистор нарастает от нуля до максимума. В процессе роста тока происходит выделение тепла на кристалле транзистора. Транзистор постепенно переходит в режим называемый «плато Миллера».

3) «Плато Миллера» . После нарастания тока через транзистор до максимума, диод, стоящий в цепи источника тока закрывается и напряжение на стоке транзистора начинает уменьшаться. Все бы было хорошо, но сток и затвор связаны емкостной связью. Из-за этого уменьшение напряжения на стоке приводит перезаряду емкости затвор-сток C_GD за счет входного тока драйвера. Ёмкость C_GD мала, но заряжена до большого напряжения. Процесс перезаряда забирает на себя весь ток драйвера и в течение этого периода напряжение на затворе не изменяется – временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». Джон Мильтон Миллер — ученый, описавший это дело для электронных ламп. На этой стадии разряжается емкость сток-исток C_DS и происходит процесс переключения — уменьшение напряжения на стоке. В условиях индуктивной нагрузки задемпфированной диодом снижение напряжения происходит при токе, уже достигшем номинального значения. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора.

4) Зарядка емкости затвора до напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно перезарядится, ток драйвера вновь пойдет на заряд емкости затвор-исток C_GS и напряжение на затворе снова начнет увеличиваться по тем же классическим уравнениям RC-цепочек. Процесс завершится после заряда C_GS до напряжения питания драйвера.

5) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения. Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

Рисунок DRV.2 — Основные этапы включения MOSFET-транзистора

Динамика выключения MOSFET транзистора

Процесс выключения MOSFET транзистора будет рассмотрен для условий, аналогичных вышеприведенным условиям для включения транзистора с той же эквивалентной схемой коммутации индуктивной нагрузки (рисунок DRV.3 схема). Ниже поэтапно представлен процесс выключения MOSFET транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.3.

Процесс выключения MOSFET транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения (напряжение питания драйвера). Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

1) Разряд емкости затвора до напряжения плато Миллера. На этом этапе происходит разряд емкости затвора и емкости затвор-сток C_GS (емкость Миллера) от максимального выходного напряжения драйвера до уровня при котором начинается рост напряжения на стоке и за счет емкостной связи напряжение на затворе устанавливается на некотором уровне – происходит выход на режим «плато Миллера».

2) «Плато Миллера» . Закрывание транзистора приводит к росту напряжения на его стоке. Вследствие емкостной связи между стоком и затвором рост напряжения на стоке приводит к возникновению тока через емкость затвор-сток C_GD. Величина этого тока ограничена суммарным сопротивлением затворной цепочки и максимальным входным током драйвера. Когда напряжение стока увеличивается до напряжения питания, то из-за «втекающего в драйвер» тока через емкость затвор-сток C_GD напряжение на затворе транзистора не изменяется и временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». На этой стадии заряжается емкость сток-исток C_DS и происходит сам процесс выключения — рост напряжения на стоке до напряжения питания, В условиях индуктивной нагрузки ток через транзистор, поддерживаемый источником тока (индуктивность нагрузки) не изменяется. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора.

3) Закрывание транзистора, линейный режим. После того как ток через емкость Миллера становится меньше разрядного тока драйвера напряжение на затворе начинает уменьшаться — сходит с «плато Миллера». К этому моменту напряжение на транзисторе практически достигает своего максимального значения (однако некоторый рост напряжения все же происходит – за счет увеличения напряжения не величину падения напряжения на диоде). Транзистор переходит в линейный режим и ток через него в течение этого интервала уменьшается до нуля. Ток через транзистор прекращается в момент, когда напряжение на затворе достигает порогового напряжения (напряжение открывания). На этой стадии также имеют место коммутационные потери на кристалле транзистора

4) Разрядка емкости затвора до минимального уровня напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно зарядится, ток драйвера полностью пойдет на разряд емкости затвор-исток C_GS и напряжение на затворе уменьшиться до уровня минимального выходного напряжения драйвера.

5) Выключенное состояние. На выходе драйвера нулевой уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

Рисунок DRV.3 — Основные этапы выключения MOSFET-транзистора

Основные выводы по процессу коммутации MOSFET

Анализ временных диаграмм включения/выключения MOSFET-транзистора позволяет сделать следующие практические выводы:

— включение и выключение транзистора происходит в несколько стадий, включающих задержку отклика на управляющее напряжение, собственно сам процесс коммутации и завершение переключения (дозаряд емкостей);

— скорость переключения транзистора пропорциональна входному и выходному току затвора определяемого цепью управления (драйвер, затворный резистор и т.д.); Ток затвора идет на перезарядку собственно емкости затвор-исток, а также паразитной ёмкости затвор-сток из-за которой и возникает «плато Миллера».

— собственно переключение транзистора и основные потери энергии на переключение происходят на этапе соответствующем «плато Миллера». Уменьшая длительность этой стадии можно уменьшить потери на переключение (в идеале…). Отсюда следует, что важно, чтобы драйвер выдавал достаточный входной и выходной ток при прохождении «плато Миллера». В остальных областях – предзаряд до порогового напряжения и постзаряд до выходного напряжения драйвера его выходной ток не оказывает существенного влияния на коммутационные потери.

— при условии ограничения максимального тока затвора внешним резистором ток затвора при включении (т.е. при заряде емкости затвора) больше чем ток затвора при выключении транзистора. То есть в обычных условиях процесс включения транзистора происходит быстрее процесса выключения транзистора. Это обусловлено тем, что заряд емкости затвора и емкости Миллера происходит через суммарную емкость затвора от напряжения примерно 10-15 В (обычный уровень напряжения питания драйвера). А разряд этих емкостей – при напряжении равном напряжению Миллера, т.е. примерно 5 В.

— частота коммутации ограничена сверху временными задержками на переключение транзистора. Для увеличения частоты коммутации необходимо снизить времена переключения ключевого элемента.

Все вышеприведенное относится к качественному рассмотрению процесса коммутации MOSFET. Хорошее описание процесса особенностей коммутации MOSFET дано в [Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. By Laszlo Balogh. в сети имеется сильно переработанный русскоязычный перевод – «Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами»]. Для практического расчета и конструирования источников питания необходим количественный расчет, основные соотношения которого приведены ниже.

IGBT транзисторы

Динамика включения IGBT транзистора

Динамика включения IGBT транзистора в целом схожа с динамикой включения MOSFETтранзистора, но имеет ряд специфических особенностей обусловленных его внутренней структурой. Из условной внутренней структуры (рисунок DRV.4) видно, что IGBT транзистор в своем составе содержит MOSFET транзистор и биполярный p-n-p транзистор.

Рисунок DRV.4 — Условное обозначение и эквивалентная упрощенная внутренняя структура IGBT-транзистора

Кроме внутренней структурной схемы для понимания динамических процессов коммутации IGBT также используют эквивалентную схему IGBT транзистора, содержащую в своем составе несколько емкостей (рисунок DRV.5):

— емкость затвор-эмиттер C_GE;

— емкость затвор-коллектор C_GC;

— емкость коллектор-эмиттер C_CE.

Рисунок DRV.5 — Паразитные емкости IGBT-транзистора

Эти емкости совместно с другими паразитными элементами оказывают основное влияние на процессы включения и выключения транзистора.

Для понимания физики процессов коммутации IGBT-транзистора и пояснения основных временных диаграмм напряжений и токов рассматривается режим коммутации задемфированной индуктивной нагрузки как наиболее характерный для преобразовательной техники. Этот же режим был рассмотрен и для вышеописанных процессов коммутации MOSFET-транзистора. Соответствующая электрическая схема с основными паразитными элементами представлена на рисунке DRV.6. Эквивалентом индуктивной нагрузки является источник постоянного тока с обратным диодом. Для упрощения считаем ничтожно малым фронт импульса управления на выходе драйвера. Кроме этого при управлении IGBT-транзисторами часто используются драйверы, обеспечивающие отрицательный уровень напряжения на затворе, что повышает скорость выключения и обеспечивает защиту от включения в случае резкого увеличения напряжения на затворе. Именно этот случай биполярного драйвера рассмотрен ниже. Ниже поэтапно представлен процесс включения IGBT-транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.7.

Рисунок DRV.6 — Эквивалентная электрическая схема коммутации индуктивной нагрузки IGBT-транзистором с основными паразитными элементами.

Процесс включения IGBT транзистора состоит из нескольких стадий:

0) Выключенное состояние. На выходе драйвера отрицательный относительно эмиттера уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

1) Зарядка емкости затвор-эмиттер до напряжения открывания. На выходе драйвера появляется высокий уровень напряжения и начинается процесс заряда ёмкости затвор-эмиттер C_GE. Ток ограничивается лишь внутренним сопротивлением драйвера, внешним сопротивлением в цепи затвора и внутренним паразитным сопротивлением затвора транзистора. Током драйвера происходит заряд емкости C_GE и смена полярности напряжения на затворе. Форма импульсов напряжения и токов соответствуют экспоненциальным кривым характерным для RC-цепочек. На протяжении этого периода транзистор пока еще закрыт.

2) Отрывание транзистора, линейный режим. Как только напряжение между затвором и эмиттером транзистора достигает порогового напряжения открывания U_TH то транзистор начинает открываться и переходить в проводящее состояние. При этом первым — включается «MOSFET» транзистор в составе IGBT. Через биполярный транзистор протекает существенно меньшая доля тока. Это чисто линейный режим работы IGBT транзистора. На этой стадии уже начинает протекать небольшой ток через емкость затвор-коллектор C_GC, называемую емкостью Миллера, что обусловлено падением напряжения на паразитных элементах (сопротивление и индуктивность вывода коллектора). Напряжение на коллекторе транзистора практически не изменяется, так как протекающий ток еще слишком мал для того чтобы снизить напряжение на коллекторе до уровня запирания диода, стоящего в цепи источника тока (индуктивности). В течение этого этапа открывания транзисторы ток через транзистор нарастает от нуля до максимума. В процессе роста тока происходит выделение тепла на кристалле транзистора. Транзистор постепенно переходит в режим называемый «плато Миллера».

3) «Плато Миллера» — снижение напряжения на «MOSFET» транзисторе в составе IGBT . После нарастания тока через IGBT транзистор до максимума, диод, стоящий в цепи источника тока закрывается и напряжение на коллекторе транзистора начинает уменьшаться. Вследствие ёмкостной связи между коллектором и затвором уменьшение напряжения на коллекторе приводит перезаряду емкости затвор-коллектор C_GC за счет входного тока драйвера. Процесс перезаряда забирает на себя весь ток драйвера и в течение этого периода напряжение на затворе не изменяется – временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид плато – пресловутого «плато Миллера». Плато Миллера для IGBT транзистора состоит из двух стадий. На первой стадии происходит быстрое снижение напряжения коллекторе обусловленное снижением напряжения на «MOSFET» транзисторе в составе IGBT. На этой стадии имеют место большие коммутационные потери на кристалле транзистора. Вторая стадия плато Миллера — снижение напряжения на биполярном p-n-p транзисторе в составе IGBT. Далее.

4) «Плато Миллера» — снижение напряжения на биполярном p-n-p транзисторе в составе IGBT . После стадии быстрого спада напряжения на коллекторе, обусловленного снижением напряжения на «MOSFET» транзисторе начинается стадия более медленного спада обусловленного процессом завершения включения биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT. Аналогично вследствие ёмкостной связи между коллектором и затвором уменьшение напряжения на коллекторе приводит перезаряду емкости затвор-коллектор C_GC и в течение этого напряжение на затворе не изменяется – и плато Миллера продолжается до полного включения биполярного p-n-p транзистора после которого напряжение на IGBT устанавливается на уровне падения напряжения на открытом переходе транзистора. Это вторая стадия плато Миллера для IGBT транзистора. На этой стадии также имеют место коммутационные потери на кристалле транзистора.

5) Зарядка емкости затвора до напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно перезарядится, ток драйвера вновь пойдет на заряд емкости затвор-эмиттер C_GEи напряжение на затворе снова начнет увеличиваться по тем же классическим уравнениям RC-цепочек. Процесс завершится после заряда C_GE до напряжения питания драйвера. Практически весь ток полностью протекает через биполярный p-n-p транзистор в составе IGBT транзистора.

6) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения. Транзистор открыт. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на переходе открытого транзистора. Все спокойно.

Рисунок DRV.7 — Основные этапы включения IGBT-транзистора

Динамика выключения IGBT транзистора

Процесс выключения IGBT транзистора будет рассмотрен для условий аналогичных вышеприведенным условиям для эквивалентной схемы коммутации индуктивной нагрузки. Поэтапно ниже представлен процесс выключения IGBT транзистора. Временные диаграммы и направления протекания токов представлены на рисунке DRV.8.

Процесс выключения IGBT транзистора .

0) Включенное состояние. На выходе драйвера максимальный уровень напряжения (напряжение питания драйвера). Транзистор открыт. Ток протекает через транзистор. Все спокойно. Напряжение на транзисторе определяется падением напряжения на сопротивлении открытого канала. Все спокойно.

1) Разряд емкости затвора до напряжения плато Миллера. На этом этапе происходит разряд емкости затвора и емкости затвор-сток C_GE (емкость Миллера) от максимального выходного напряжения драйвера до уровня при котором начинается рост напряжения на коллекторе и за счет емкостной связи напряжение на затворе устанавливается на некотором уровне – происходит выход на режим «плато Миллера». Важно понимать, что для IGBTтранзистора имеется значительная разница между напряжениями на «плато Миллера» для включения и выключения. Это обусловлено задержкой подключения обратной связи, так как биполярная часть IGBT транзистора достаточно «тормозная» и рост напряжения на коллекторе начинается уже после того как напряжение успело спасть до напряжения несколько ниже порога включения.

2) «Плато Миллера» . Закрывание IGBT транзистора приводит к росту напряжения на его коллекторе. Вследствие емкостной связи между коллектором и затвором рост напряжения на стоке приводит к возникновению тока через емкость коллектор-сток C_GC. Величина этого тока ограничена суммарным сопротивлением затворной цепочки и максимальным входным током драйвера. Вследствие этого тока обратной связи напряжение на затворе транзистора не изменяется во время пока напряжение на транзисторе увеличивается. То есть ток драйвера и «ток Миллера» друг друга полностью компенсируют, при этом временная диаграмма напряжения на затворе имеет вид «плато Миллера». На этой стадии заряжается емкость коллектор-эмиттер C_CE и происходит сам процесс выключения — рост напряжения на коллекторе до напряжения питания. Ток через транзистор, поддерживаемый источником тока (цепь нагрузки), не изменяется. На этой стадии происходят основные коммутационные потери на кристалле транзистора. При этом важно понимать, что на этой стадии ток перераспределяется между обоими транзисторами, входящими в состав IGBT — «MOSFET» транзистором и p-n-p BT-транзистором.

3) Закрывание транзистора, выключение «MOSFET» транзистора в составе IGBT. После того как ток через емкость Миллера становится меньше разрядного тока драйвера напряжение на затворе начинает уменьшаться (сход с «плато Миллера»). К этому моменту напряжение на транзисторе практически достигает своего максимального значения. Далее следует быстрое уменьшение тока через транзистор до определенной величины – происходит выключение — «MOSFET» транзистора в составе IGBT. Напряжение на затворе продолжает спадать.

4) Перезарядка емкости затвора до минимального уровня напряжения драйвера. После того как емкость Миллера окончательно зарядится, ток драйвера полностью пойдет на разряд емкости затвор-эмиттер C_GE и напряжение на затворе снизится уровня минимального выходного напряжения драйвера (отрицательного относительно «земли», как правило).

4-5) Закрывание транзистора, выключение биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT.

После стадии быстрого спада тока транзистора, обусловленного выключением «MOSFET» транзистора в составе IGBT начинается стадия более медленного спада тока, обусловленного выключением биполярного p-n-p транзистора в составе IGBT. Это так называемый «токовый хвост». Длина «хвоста» определяется типом транзистора и величиной ранее протекавшего тока. На этой стадии также происходят существенные коммутационные потери.

6) Выключенное состояние. На выходе драйвера минимальный уровень напряжения. Транзистор закрыт. Ток индуктивности замыкается через обратный диод. Все спокойно.

Рисунок DRV.8 Основные этапы выключения IGBT-транзистора

Основные выводы по процессу коммутации IGBT

Из временных диаграмм видно, что в целом процесс включения/выключения IGBTтранзистора схож с процессом коммутации MOSFET транзистора. Таким образом, выводы сделанные выше для MOSFET применимы и для IGBT. Однако имеются некоторые основные отличия в процессе коммутации IGBT. Выделим их:

— наличие ступенчатого спада напряжения на коллекторе в процессе включения, что обусловлено составным характером IGBT транзистора: сначала включается MOSFET-часть, затем биполярная часть;

— наличие ступенчатого спада тока на коллекторе в процессе выключения, что также обусловлено составным характером IGBT транзистора: сначала выключается MOSFET-часть, затем биполярный транзистор. К тому же процесс выключения биполярного p-n-p транзистора затягивается и имеет место так называемый «токовый хвост». Опасность «хвоста» проявляется в значительных сквозных токах при включении IGBT в схему полумоста.

— уровни «плато Миллера» для включения и выключения транзистора различны. При включении IGBT уровень «плато Миллера» больше чем уровень «плато Миллера» при выключении. Это обусловленной временной задержкой включения отрицательной обратной связи между коллектором и затвором.

— IGBT транзистор более медленный по сравнению с MOSFET.

Все вышеприведенное относится к качественному рассмотрению процесса коммутации IGBT транзистора. Хорошее описание процесса особенностей коммутации IGBT дано в [Markus Hermwille. IGBT Driver Calculation. Application Note AN-7004, SEMIKRON International. Русскоязычный перевод в журнале «Электронные компоненты №6, №8. 2008 — Управление изолированным затвором. Часть 1, Часть 2. Маркус Хермвиль, Андрей Колпаков.]. Проблемы потерь при переключении описаны в [DRIVE CIRCUITS FOR POWER MOSFETs AND IGBTs. by B. Maurice, L. Wuidart. APPLICATION NOTE. STMicroelectronics]. Принципы управления MOSFET и IGBT представлены в статье [Управление изолированными затворами MOSFET/IGBT, базовые принципы и основные схемы. Винтрич Арендт, Николаи Ульрих, Райманн Тобиас, Турски Вернер. Силовая электроника, №5, 2013]. Для практического расчета и конструирования источников питания необходим количественный расчет, основные соотношения которого приведены ниже.

Расчет параметров цепи управления MOSFET-транзисторов

Для определения требований к цепи управления MOSFET необходим расчет основных электрических параметров в цепи затвора транзистора. В целом нижеприведенные соотношения справедливы и для расчета управления IGBT-транзисторов.

Заряд затвора

Основным параметром, используемым при расчете цепей управления MOSFET является заряд затвора Q_G. Он приводится в справочных листах (datasheet) на транзисторы. Кроме численного значения, которое можно найти в datasheet, важно понимать, что Q_G зависит от напряжения на транзисторе V_DS. Зависимости напряжения на затворе V_GS от «вкачанного» в него заряда Q_G также приводятся в datasheet. В качестве примера на рисунке DRV.9 представлена зависимость для популярного транзистора IRF740. Видно, что зависимость содержит отражение «плато Миллера».

Рисунок DRV.9 — Зависимость напряжения на затворе от заряда затвора для популярного транзистора IRF740 (по данным datasheet от Vishay Siliconix)

В соответствии графиком можно определить весьма точно величину суммарного заряда затвора при заданном напряжении драйвера и напряжении V_GS на транзисторе.

Мощность управления

Выражение для мощности управления затвором P_{G_avg} имеет вид:

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

Q_G — заряд затвора (total gate charge);

f – частота коммутации.

Эта мощность рассеивается на резистивных элементах цепи управления – затворном резисторе, внутреннем сопротивлении драйвера, паразитном сопротивлении затвора.

Средний ток управления MOSFET

Средний ток I_{G_avg}, потребляемый схемой управления на перезаряд емкости затвора равен:

Q_G — заряд затвора (total gate charge);

f – частота коммутации.

Это было среднее значение. Теперь раскладываем импульс тока управления по полочкам, находим токи на каждом из интервалов и длительности интервалов.

Напряжение «плато Миллера»

Напряжение «плато Миллера» V_Miller определяется выражением:

V_TH – пороговое напряжение (открывания транзистора);

I_{D_max} – максимальный ток стока;

g_fs – крутизна зависимости тока стока от напряжения затвора на малом сигнале:

Как правило, вторая компонента суммы, обусловленная крутизной g_fs значительно меньше V_TH по величине и на практике её можно не учитывать.

Токи и времена коммутации на стадии включения

— амплитуда импульса тока затвора I_{G_max} (в начальный момент времени) равна:

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

R_{driver_ON} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии включения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

В случае если выходной каскад драйвера работает как генератор тока, то максимальный ток равен максимальному выходному току драйвера.

— ток затвора в линейном режиме I_{G_lin} — в период времени между V_TH и V_Miller равен:

V_Miller – напряжение на «плато Миллера»;

V_TH – пороговое напряжение включения транзистора.

Смысл полсуммы заключается в усреднении V_TH и V_Miller для получения среднего значения напряжения на интервале.

— ток затвора на «плато Миллера» I_{G_Miller} равен:

— длительность времени нарастания напряжения до порога открывания V_TH (в первом приближении):

C_iss — входная емкость (Input Capacitance).

— длительность линейного режима (период времени между V_TH и V_Miller):

C_iss — входная емкость (Input Capacitance).

На практике длительность этого интервала достаточно мала (поскольку V_TH≈V_Miller) и может быть исключена из расчета.

— длительность «плато Миллера» :

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance).

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе.

Смысл этого выражения заключается в том, что ток на «плато Миллера» фактически перезаряжает «ёмкость Миллера» C_rss заряженную до напряжения сток-исток выключенного транзистора.

Особенно важным интервалом является интервал соответствующий «плато Миллера» поскольку именно на этом интервале происходят основные коммутационные потери.

Для упрощения расчетов по вышеприведенным соотношениям можно допустить, что:

При этом длительность линейного режима обращается в ноль и исключается из расчета. Таким образом, время спада напряжения на транзисторе в момент включения t_f определяетсядлительностью «плато Миллера»:

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), зависит от напряжения сток-исток V_DS;

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе;

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

V_Miller – напряжение на «плато Миллера», практически равно V_TH – пороговому напряжению включения транзистора;

R_{driver_ON} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии включения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

Токи и времена коммутации на стадии выключения

— амплитуда импульса тока затвора в начальный момент времени выключения транзистора равна:

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии выключения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

В случае если выходной каскад драйвера работает как генератор тока, то максимальный ток равен максимальному выходному току драйвера.

— ток затвора на «плато Миллера» на стадии выключения транзистора равен:

— ток затвора в линейном режиме — период времени между V_TH и V_Miller равен:

V_Miller – напряжение на «плато Миллера»;

V_TH – пороговое напряжение включения транзистора.

— длительность времени спада напряжения до напряжения V_Miller «плато Миллера» (в первом приближении):

— длительность «плато Миллера»:

— длительность линейного режима (период времени между V_TH и V_Miller):

На практике длительность этого интервала достаточно мала (поскольку V_TH≈V_Miller) и может быть исключена из расчета.

Таким образом, время нарастания напряжения на транзисторе при переходе в закрытое состояние t_r определяется длительностью «плато Миллера»:

C_rss — проходная емкость (Reverse Transfer Capacitance), зависит от напряжения сток-исток V_DS;

V_DS – напряжение сток-исток на выключенном транзисторе;

V_driver – амплитуда управляющего напряжения затвора (напряжения драйвера);

V_Miller – напряжение на «плато Миллера», практически равно V_TH – пороговому напряжению включения транзистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера на стадии выключения;

R_{G_ext} – внешнее сопротивление в цепи затвора;

R_{G_int} – внутреннее сопротивление затвора транзистора.

Основные коммутационные потери транзистора происходят именно на интервале, соответствующему «плато Миллера».

Шунтирующий конденсатор драйвера. Расчет

Выше показано, что управление MOSFET транзистором в ключевом режиме осуществляешься импульсами тока, перезаряжающего паразитные емкости. Амплитуда этих импульсов может составлять единицы ампер при временах нарастания – менее 100 нс. Из этого следует, что для формирования данных импульсов драйвер должен иметь источник энергии с малым внутренним сопротивлением, причем расположенный в непосредственной близости от драйвера.

Таким источником энергии является шунтирующий конденсатор драйвера, за счет энергии которого осуществляется питание драйвера в моменты коммутации. Для этой ответственной роли подходят только керамические конденсаторы. Вопрос в том какова должна быть минимальная емкость шунтирующего конденсатора? При закачивании в затвор суммарного заряда затвора Q_G напряжение на шунтирующем конденсаторе изменится на величину ΔV_Cdrv :

Q_G – суммарный заряд затвора;

C_DRV – емкость шунтирующего конденсатора.

Отсюда следует выражение для емкости шунтирующего конденсатора C_DRV:

Q_G – суммарный заряд затвора;

ΔV_Cdrv – допустимые пульсации на шунтирующем конденсаторе.

Таким образом, для расчета величины емкости необходимо задаться величиной допустимых пульсаций на шунтирующем конденсаторе. Они могут быть выбраны в пределах 2-5 %.

Расчет (определение) внутреннего сопротивления драйвера

Внутреннее выходное сопротивление драйвера на стадии включения R_{driver_ON}, если не указано в datasheet, может быть вычислено по соотношению:

V_driver – номинальное напряжение драйвера;

I_{driver_max_ON} – максимальный выходной ток драйвера на стадии включения.

Аналогично рассчитывается внутреннее входное сопротивление драйвера на стадии выключения R_{driver_OFF} :

V_driver – номинальное сопротивление драйвера;

I_{driver_max_OFF} – максимальный входной ток драйвера на стадии выключения.

Выбор оптимального сопротивления затворного резистора

Критерий демпфирования осцилляций

Цепь, или вернее токовая петля, по которой протекает ток управления транзистором (ток затвора) имеет собственную индуктивность. Эта индуктивность во-первых замедляет рост тока в цепи затвора, во-вторых – приводит к появлению высокочастотных осцилляций в цепи затвора обусловленных LC-контуром, образованном емкостью затвора и паразитной индуктивностью цепи. Прямым путем решения проблем является оптимизация разводки печатной платы с целью уменьшения паразитных индуктивностей там, где они не нужны. Но в любом случае уменьшить индуктивность до нуля не получится.

Для демпфирования осцилляций используется внешний резистор затвора. Его величинаR_{G_ext}выбирается исходя из соотношения [Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. By Laszlo Balogh. В сети имеется сильно переработанный русскоязычный перевод – «Разработка и применение высокоскоростных схем управления силовыми полевыми транзисторами»]:

L_S – паразитная индуктивность контура;

С_iss – входная емкость транзистора;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора транзистора;

R_driver – внутреннее сопротивление (среднее) драйвера:

Физический смысл этого соотношения для нахождения оптимального сопротивления контура заключается в том, чтобы сделать активное сопротивление затворного резистора равным удвоенному волновому сопротивлению LC контура. При этом колебания эффективно демпфируются.

Критерий ограничения тока драйвером

Для каждого типа драйвера существует максимальное значение входного и выходного тока. Это накладывает ограничения на минимальную величину сопротивления в цепи затвора ниже которой оно не оказывает существенного значения на динамические характеристики, т.к. ток ограничивается уже самим драйвером.

В общем случае (пренебрегаем паразитным сопротивлением затвора и ограничением тока драйвером) максимальное значение импульса тока затвора I_{G_max} равно:

V_driver – максимальное выходное напряжение драйвера;

R_{G_ext} – сопротивление затворного резистора.

Приравнивая максимальное значение импульса тока затвора I_{G_max} к максимальному значению тока драйвера I_{driver_max} :

Получаем минимальную величину сопротивления затвора R_{G_ext}:

V_driver – максимальное выходное напряжение драйвера;

I_{driver_max} – максимальное значение тока драйвера (выбирается как минимальное из I_{driver_max_ON} и I_{driver max OFF}).

Выбирая затворное сопротивление больше данной величины уменьшают скорость переключения транзистора. Зачем необходимо уменьшать скорость переключения транзистора – см. далее.

Критерий устойчивости к высоким dV/dt на закрытом транзисторе

Существует предельно допустимая скорость нарастания напряжения на закрытом транзисторе, иначе он может приоткрыться (об этом ниже в подразделе «Высокие скорости нарастания напряжения на транзисторе (dV/dt) – причины и следствия»).

Предельно допустимая скорость нарастания напряжения прикладываемого к закрытому транзистору (dV/dt)_max определяется по соотношению:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

R_{G_total} – суммарное сопротивление затвора:

R_{G_ext} – выбранное значение сопротивление затворного резистора;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора транзистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера в состоянии OFF (соотношение для расчета представлено выше).

Если рассчитанное значение (dV/dt)_max больше реальной скорости роста напряжения в данной схеме (dV/dt)_real, то все в порядке. Если же нет, то скорость роста напряжения нужно уменьшить или уменьшить суммарное сопротивление затвора R_{G_total}.

Критерий заданного времени включения/выключения транзистора

В ряде случаев необходимо искусственно замедлить скорость коммутации транзистора. Необходимость этого может быть обусловлена снижением dV/dt в схеме, ограничению броска тока при коммутации снижением уровня наводок и т.д. В этом случае увеличением величины затворного резистора добиваются повышения времени коммутации в соответствии с соотношением:

где dV/dt – заданная скорость нарастания напряжения.

Высокие скорости нарастания напряжения на транзисторе (dV/dt) – причины и следствия

Причины высоких dV/dt на закрытом транзисторе и последствия

В большинстве схемотехнических решений преобразователей используется последовательное соединение двух поочередно включающихся силовых ключей MOSFET или IGBT-транзисторов. К таким схемам относятся схемы полумостовых, мостовых преобразователей, синхронных выпрямителей, системы управления двигателями и др. С целью уменьшения динамических потерь необходимо увеличивать скорости переключения силовых ключей. Динамические потери при этом уменьшаются, но возникает опасность «несанкционированного» включения транзистора за счет тока, протекающего через емкость затвор-сток. Включение может быть как полным, так и может быть переход в линейный режим. Следствие этого включения – «сквозняк» — сквозной ток через оба силовых транзистора и выход преобразователя из строя.

Кроме этих типичных случаев, высокие dV/dt на транзисторе могут возникать при:

— включении питания преобразователя (когда еще драйвер «молчит»);

— резком разрыве тока в индуктивностях силовой схемы;

С особым вниманием следует отнестись к устройствам, работа которых предполагает значительный нагрев силовых ключей. Рост температуры кристалла приводит к уменьшению порогового напряжения открывания транзистора.

При проектировании преобразовательной техники необходимо определить входит ли конкретная схема в группу риска. Необходимо понимать, что емкости затвор-сток и затвор-исток образуют емкостной делитель, максимальное выходное напряжение на котором (напряжение на затворе) при любой скорости роста напряжения dV/dt не превысит величины:

V_{GS_max} – максимальное напряжение на затворе;

V_{DS_max} – максимальное напряжение на транзисторе (сток-исток), или максимально возможное напряжение на транзисторе;

C_GS – емкость затвор-исток;

C_GD – емкость затвор-сток.

Если напряжение V_{GS_max} окажется меньше порогового напряжения открывания транзистора V_TH :

то в данных условиях схема находится вне зоны риска по dV/dt.

то необходимо принимать дополнительные меры, о которых указано ниже.

Риск «паразитного включения» существенно возрастает с ростом рабочего напряжения на стоке. Вместе с тем при малых рабочих напряжениях (как правило, менее 24 В) случайного открывания транзистора по причине высоких dV/dt можно не опасаться.

Способы защиты от высоких значений dV/dt

Резистор в цепи затвор-исток

Использование резистора подключаемого параллельно затвору и истоку транзистора «помогает» лишь при сравнительно малых скоростях роста напряжения на транзисторе. Однако это весьма действенный способ устранения «паразитного включения» при подаче питания на устройство. Дело в том, что при подаче питания некоторые драйверы могут еще находится в спящем режиме и его выходные каскады могут быть в неактивном состоянии и не «притягивать» затвор к земле. В этот период времени пассивный способ с помощью резистора обеспечивает защиту затвора. Величина резистора R_GSвыбирается исходя из соотношения:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

dV/dt – скорость роста напряжения на транзисторе.

Разрядный резистор физически необходимо располагать непосредственно вблизи силового ключа. Недостатком способа является значительная дополнительная нагрузка на выходной каскад драйвера в течение всего импульса открытого состояния ключа.

Схема на p-n-p транзисторе

Схема на p-n-p транзисторе (см. рисунок DRV.14), ускоряющая выключение транзистора так же эффективна для защиты транзистора от включения в результате действия больших dV/dt. При использовании схемы максимальная скорость нарастания напряжения на силовом MOSFETопределяется из соотношения:

V_TH – напряжение открывания драйвера (берется с учетом рабочей температуры);

C_GD – емкость затвор-сток;

β – коэффициент усиления по току p-n-p транзистора;

R_{G_ext} – выбранное значение сопротивление затворного резистора;

R_{driver_OFF} – внутреннее сопротивление драйвера в состоянии OFF;

R_{G_int} – паразитное сопротивление затвора.

Расчет статических и динамических потерь при коммутации MOSFET

Основные соотношения для расчета коммутационных потерь представлены в статье [Проблема выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением. Александр Полищук. Силовая электроника №2, 2004 г.].

Статические потери

Мощность статических потерь для MOSFET транзисторов P_{VT_stat} определяется выражением:

I_rms – среднеквадратичное значение тока через транзистор;

R_DS – сопротивление сток-исток в открытом состоянии.

Динамические потери

Динамические потери MOSFET – транзисторов состоят из трех составляющих:

— энергия, выделяемая в кристалле при коммутации тока нагрузки I при рабочем напряжении V:

I – ток нагрузки;

V_pow – напряжение питания;

t_f – время спада напряжения на транзисторе (в момент коммутации);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние).

— энергия разряда выходной емкости транзистора, заряженной до напряжения питания:

V_pow – напряжение питания;

С_oss – выходная емкость транзистора:

С_GD – ёмкость «затвор–сток»;

С_DS – ёмкость «сток-исток».

— энергия, выделяемая при протекании реверсного тока восстановления паразитного диода:

Q_rr – заряд восстановления паразитного диода;

V_pow – напряжение питания.

Величина заряда восстановления паразитного диода транзистора Q_rr приведена в datasheet для определенных режимов работы, как правило, соответствующих высоким скоростям изменения тока через транзистор и величинах тока, близких к максимальному). Таким образом, использование «даташитного» значения Q_rr даст величину потерь близкую к очень наихудшему случаю. Для более точных расчетов целесообразно корректировать Q_rrсогласно соотношению:

Q_{rr_datasheet} – значение заряда восстановления паразитного диода транзистора данная в datasheet;

I_{F_datasheet} – значение прямого тока протекающего через паразитный диод транзистора при котором получено значение Q_{rr_datasheet} ;

I_F – значение прямого тока протекающего через паразитный диод транзистора в реальных условиях соответствующих расчету.

Общие динамические потери при переключении транзистора складываются из трех составляющих:

Переходя от суммарной энергии динамических потерь в каждом цикле к мощности потерь P_{VT_switch}, получим выражение:

f – частота коммутации.

I – ток нагрузки;

V_pow – напряжение питания;

t_f – время спада напряжения на транзисторе (переход в открытое состояние);

t_r – время нарастания напряжения на транзисторе (переход в закрытое состояние);

Q_rr – заряд восстановления паразитного диода;

С_oss – выходная емкость транзистора:

С_GD – ёмкость «затвор–сток»;

С_DS – ёмкость «сток-исток».

Расчет статических и динамических потерь при коммутации IGBT

Основные соотношения для расчета коммутационных потерь представлены в статье [Проблема выбора ключевых силовых транзисторов для преобразователей напряжения с жестким переключением. Александр Полищук. Силовая электроника №2, 2004 г.].

Статические потери

Для IGBT статические потери рассчитываются по соотношению:

I_avg – среднее значение тока через транзистор;

V_CE – напряжение насыщения перехода коллектор-эмиттер транзистора.

Соотношение справедливо при условии, что ток нагрузки на протяжении периода коммутации изменяется незначительно.

Динамические потери

Динамические потери IGBT – транзисторов состоят из трех составляющих:

— энергия, выделяемая в кристалле при переключении. Для IGBT-транзисторов, в отличие от MOSFET используется понятие энергии переключения E_ts которая учитывает потери различного рода, в том числе потери, определяемые «хвостом» остаточного тока при выключении:

E_ts – суммарная энергия переключения;

— энергия разряда выходной емкости транзистора, заряженной до напряжения питания:

V_pow – напряжение питания;

С_oes – выходная емкость транзистора:

С_GC – ёмкость «затвор–коллектор»;

С_CE – ёмкость «коллектор-эмиттер».

— энергия, выделяемая при протекании реверсного тока восстановления специально введенного оппозитного диода (при наличии такового внутри IGBT):

Q_rr – заряд восстановления оппозитного диода;

V_pow – напряжение питания.

Величина заряда восстановления оппозитного диода IGBT-транзистора Q_rr приведена в datasheet для определенных режимов работы, как правило, соответствующих высоким скоростям изменения тока через транзистор и величинах тока, близких к максимальному). Таким образом, использование «даташитного» значения Q_rr даст величину потерь близкую к очень наихудшему случаю. Для более точных расчетов целесообразно корректировать Q_rrсогласно соотношению:

Q_{rr_datasheet} – значение заряда восстановления оппозитного диода транзистора данная в datasheet;

I_{F_datasheet} – значение прямого тока протекающего через оппозитный диод транзистора при котором получено значение Q_{rr_datasheet} ;

I_F – значение прямого тока протекающего через оппозитный диод транзистора в реальных условиях соответствующих расчету.

Общие динамические потери при переключении транзистора складываются из трех составляющих:

Переходя от суммарной энергии динамических потерь в каждом цикле к мощности потерь, получим выражение:

f – частота коммутации;

E_ts – суммарная энергия переключения;

V_pow – напряжение питания;

Q_rr – заряд восстановления оппозитного диода;

С_oes – выходная емкость транзистора:

С_GC – ёмкость «затвор–коллектор»;

С_CE – ёмкость «коллектор-эмиттер».

Драйверы класса «TrueDrive»

Как показано при описаниях процессов коммутации важно, чтобы драйвер MOSFET/IGBTтранзистора выдавал максимальный выходной ток при прохождении через «плато Миллера». Это существенно уменьшает динамические коммутационные потери на силовом ключе. В настоящее время существуют драйверы, выходной каскад которых обеспечивает высокий выходной и входной ток в районе «плато Миллера» — так называемые драйверы класса «TrueDrive». Их отличительной особенностью является использование в выходном каскаде как полевых, так и биполярных транзисторов. Структура такого драйвера представлена на рисунке DRV.10 на примере драйверов серий UCC27*** и UCC37***.

Рисунок DRV.10 — Структура драйвера типа «TrueDrive» [datasheet UCC27321 от Texas Instruments Incorporated]

Ряд типовых схемотехнических решений управления затвором

Ниже представлен ряд типовых схемотехнических решений управления затвором используемых при необходимости в тех или иных случаях.

Схема с затворным резистором

Стандартная схема управления с резистором в цепи затвора (рисунок DRV.11) – наиболее распространенное схемотехническое решение. Затворный резистор демпфирует возможные осцилляции в паразитном LC-контуре, и ограничивает скорость включения и выключения MOSFET-транзистора. Данная схема подходит в большинстве случаев для стандартных источников питания малой и средней мощности. Рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора представлены выше.

Рисунок DRV.11 — Стандартная схема управления с резистором в цепи затвора

Схема с обратным диодом в цепи затвора

Схема управления с обратным разрядным диодом в цепи затвора обеспечивает ускоренное выключение MOSFET-транзистора так как разряд емкости затвора происходит в обход затворного резистора «всей мощью тока драйвера». За счет этого сокращаются динамические потери на ключе. Это особенно актуально в тех случаях, когда необходимо замедлить процесс включения ключа (для ограничения максимальной dV/dt на другом ключе, или для уменьшения броска тока или для других целей) и одновременно минимизировать время его выключения. Кроме этого обратный диод повышает стойкость схемы к «паразитной коммутации» при высоких скоростях роста напряжения dV/dt на закрытом ключе. В качестве диода могут быть использованы быстродействующие маломощные кремниевые диоды типа 1N4148 (для токов до 1 А). Применение в схеме диодов Шоттки нежелательно по причине их большой емкости перехода по сравнению с кремниевыми диодами и возникающих вследствие этого осцилляций в паразитном LC контуре [Схемы управления затворами силовых транзисторов. А.М. Бобрешов, А.В. Дыбой, С.Ватхик, М.С. Куролап. ВЕСТНИК ВГУ. Серия: Физика. Математика. 2010. №2. с. 189-197]. Существует минимальное значение сопротивления затвора R_G, при котором диод открывается:

V_VD – падение напряжения на паразитном диоде;

I_{G_max} – пиковый ток затвора.

В остальном рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора для данной схемы аналогичны рекомендациям для предыдущей схемы и представлены выше.

Недостатком схемы является значительная токовая нагрузка на драйвер на стадии выключения.

Рисунок DRV.12 Схема управления с обратным разрядным диодом в цепи затвора

Схема с независимо задаваемыми скоростями включения и выключения транзистора

Фактически представляет собой комбинацию предыдущих схем. Схема позволяет независимо задавать скорости включения и выключения MOSFET-транзистора. Рекомендации по расчету величины сопротивления затворного резистора для данной схемы аналогичны рекомендациям для предыдущей схемы.

Рисунок DRV.13 — Схема управления с отдельно задаваемыми скоростями включения и выключения транзистора.

Схема управления с разрядным p-n-p транзистором

Данная схема обеспечивает ускоренный разряд емкости затвора, обеспечивает хорошую стойкость к высоким dV/dt. Маломощный p-n-p транзистор располагается в непосредственной близости к силовому MOSFET и обеспечивает короткий путь разряда емкости затвора в процессе выключения. Выбор транзистора осуществляется исходя из обеспечения высокого быстродействия и достаточного коэффициента усиления по току. Сопротивление резистора R_Gопределяет только скорость включения транзистора. Данное схемотехническое решение применяется в преобразователях средней и большой мощности. Преимуществом схемы является уменьшение нагрузки на выходной каскад драйвера (практически в два раза), поскольку разряд емкости затвора осуществляется через внешний транзистор.

Рисунок DRV.14 — Схема управления с разрядным p-n-p транзистором

Схема с дополнительным разрядным MOSFET- транзистором

В схеме осуществляется быстрый разряд затвора силового MOSFET за счет маломощного MOSFET-транзистора. Среди недостатков данного решения следует отнести необходимость дополнительного инверсного выхода драйвера. Схема обладает высоким быстродействием.

Рисунок DRV.15 — Схема управления с дополнительным разрядным MOSFET- транзистором

Схема с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах

Схема управления с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах (рисунок DRV.16) применяется при управлении «тяжелыми» затворами, когда выходного тока драйвера недостаточно для быстрого перезаряда емкости затвора.

Рисунок DRV.16 — Схема управления с усилителем тока на комплементарных биполярных транзисторах

Схема с усилителем тока на MOSFET транзисторах

Схема управления с усилителем тока на MOSFET транзисторах (рисунок DRV.17) также используется при управлении «тяжелыми» затворами, когда выходного тока драйвера недостаточно для быстрого перезаряда емкости затвора. К отличительным особенностям схемы относятся инверсия сигнала управления, и несколько большее быстродействие.

Рисунок DRV.17 Схема управления с усилителем тока на MOSFET транзисторах

Схема с усилителем тока на биполярных транзисторах c различными скоростями включения/выключения

Схема управления с усилителем тока на биполярных транзисторах c различными скоростями включения/выключения силового MOSFET транзистора используется в случае управления «тяжелыми» затворами при одновременном условии независимой установки скоростей включения и выключения транзистора.

Рисунок DRV.18 — Схема управления с усилителем тока на биполярных транзисторах cразличными скоростями включения/выключения транзистора

Пробой затвора ключевого транзистора: причины и способы защиты

Причины пробоя затвора

Пробой затвора ключевого MOSFET- или IGBT транзистора может произойти вследствие ряда причин:

— превышение амплитуды управляющих импульсов напряжения пробоя затвора. Встречается редко, но вполне возможно, в случае если питание драйвера не стабилизировано.

— паразитная генерация в контуре «емкость затвора»-«индуктивность цепи управления» (так называемый «звон»). Причинами этого являются отсутствие или малая величина сопротивления затворных резисторов и слишком длинная цепь управления с большой паразитной индуктивностью и высокие скорости переключения.

— наводка в цепи управления за счет индуктивной (трансформаторной связи) между слишком длинной и широкой петлей управления и слишком близкорасположенным и слишком быстрым и сильноточным силовым контуром.

— слишком быстрый рост напряжения на стоке (коллекторе), вызывающий существенный ток через переходную емкость сток-затвор и рост напряжения на затворе.

— статическое электричество. Но это скорее при монтаже схемы.

— увеличение импеданса цепи управления.

Способы защиты от пробоя затвора

Существует несколько способов защиты от пробоя затвора (рисунок DRV.19):

— резистор в цепи «затвор-исток». Демпфирует колебания в цепи «драйвер-затвор» и снижает амплитуду колебаний. Менее эффективен, чем затворный резистор, но зато он практически не снижает разрядный зарядный ток. Устанавливается в непосредственной близости к транзистору. Основной целью введения резистора в управляющие схемы является предотвращение избыточного «перезаряда» входной емкости затвора при увеличении импеданса цепи управления [Подключение сигнальных цепей в мощных преобразовательных устройствах. Андрей Колпаков. Новости электроники №15. 2008. Статья 9].

— суппресор TVS в цепи «затвор-исток». Существенно более эффективная, но дорогая защита. Суппресор также ставится в непосредственной близости от транзистора.

— диод Шоттки, установленный между затвором и цепью питания.

— комбинированная защита, включающая суппресор TVS и резистор для предотвращения избыточного «перезаряда» емкости затвора.

— маломощный MOSFET-транзистор, включающийся при превышении затворного напряжения определенного уровня, задаваемого резисторным делителем R1/R2. Эта схема предназначена больше для мощных IGBT-транзисторов.

Рисунок DRV.19 — Реализация защиты от перенапряжения на затворе MOSFET и IGBT — транзисторов

Защита от пробоя затвора актуальна в случае, если драйвер и силовой ключ разнесены на значительное расстояние. Это является причиной возникновения наводок и паразитных осцилляций. В этих случаях может быть целесообразно использование транзисторов с повышенным максимальным напряжением затвор-исток (например ±30В вместо ±20В).